Анализ и исследование схем преобразователей напряжение-частота
жүктеу/скачать 13,72 Mb.
|
analiz i issledovanie shem pre
| f=1/τ=kUВХ/(UОПC). (1.1)
Необходимо заметить, что в действительности время разряда конденсатора С имеет отличное от нуля постоянное для каждой схемы значение tр. Это приводит к появлению ошибки при определении частоты f из выражения (1.1), причем эта ошибка особенно значительна на высоких частотах. Действительно, с учетом времени tр выражение для определения частоты может быть представлено в виде Можно показать, что при использовании транзисторного ключа для разряда конденсатора емкостью 100 пФ ошибка на частоте f = 20 МГц, вносимая временем разряда, около 10%. Дальше будут указаны способы ее компенсации при построении преобразователей напряжения в частоту по описанному методу. Другой метод преобразования напряжения реализован в схеме на рис. 1.2,а. Рис. 1.2. Преобразователь на интеграторе (а), форма напряжения в различных точках схемы (б, в) и зависимость частоты выходных колебаний от амплитуды входного сигнала (г). В ней использованы интегратор на ОУ и переключающий биполярный транзистор, включенный параллельно интегрирующему конденсатору. Схема работает с входным напряжением отрицательной полярности и интегрирует его в положительном направлении до тех пор, пока напряжение на конденсаторе не достигнет порогового значения. В этот момент срабатывает компаратор, который возвращает интегратор в исходное нулевое состояние с помощью транзисторного переключающего каскада, работающего в режиме насыщения. Форма напряжения в различных точках схемы показана на рис. 1.2,б, в. Выходной сигнал интегратора в виде напряжения пилообразной формы (рис. 1.2, б) поступает на вход компаратора и преобразуется в последовательность узких импульсов (рис. 1.2, в), длительность которых зависит от времени восстановления используемого ОУ и в приведенной схеме равна 0,5 мкс. В течение этого времени конденсатор С полностью разряжается через транзистор VT. Частота следования выходных импульсов обратно пропорциональна наклону пилообразного напряжения интегратора и линейно изменяется с изменением входного сигнала (рис. 1.2, г). Для определения частоты выходных импульсов схемы в зависимости от амплитуды напряжения на входе справедливо следующее выражение: f = (1/4R1С)UВХ=50UВХ, где С - интегрирующий конденсатор; R1 - сопротивление резистора на инвертирующем входе усилителя; UВХ - в вольтах; f - в герцах. Верхний предел изменения амплитуды входного напряжения равен 15 В, при этом значении UВХ максимальная частота выходных импульсов достигает 750 Гц, а точность преобразования - не хуже ±0,5%. Можно несколько расширить диапазон рабочих частот преобразователя уменьшением номинала конденсатора С, однако это приведет к ухудшению линейности передаточной характеристики. Для получения высокой линейности изменения частоты выходного сигнала преобразователя от входного напряжения наиболее предпочтительным является применение метода компенсации заряда интегрирующего конденсатора, который реализован в схеме рис. 1.3,а. Напряжение или ток подаются на вход операционного интегратора. Входной сигнал интегратора поступает на прецизионный генератор, импульсы которого управляют ГТ. Рис. 1.3. Преобразователь с повышенной линейностью (а) и "дельта-сигма"-преобразователь (б) Эти импульсы тока подаются в точку суммирования входного сигнала и сигнала ОС интегратора с противоположным входному току знаком. Частота повторения импульсов устанавливается такой, чтобы происходила полная компенсация положительного входного тока интегратора. На выходе преобразователя включен формирователь импульсов (буферный усилитель). Еще одна разновидность схемы преобразования напряжения в частоту показана на рис. 1.3,б - схема "дельта-сигма"-преобразователя. Она применяется в тех случаях, когда выходные импульсы должны быть синхронизированы с тактовыми. В схеме импульсы тока генерируются D-триггером Тг в те моменты, когда выходной сигнал преобразователя имеет высокий уровень и в схему поступают тактовые импульсы. Отличия этой схемы от предыдущей в том, что в ней используются входной ток или напряжение отрицательной полярности и генератор импульсов тока вырабатывает импульсы противоположной полярности. Выходные импульсы образуются в результате логической операции И над выходным сигналом триггера и входными тактовыми импульсами. В результате частота выходных импульсов пропорциональна входному напряжению, и они синхронизированы с тактовыми [5]. .2 Простейшие преобразователи Ниже описаны наиболее распространенные схемы преобразователей напряжения в частоту, для построения которых применяются простейшие ОУ, дан пример расчета основных параметров выходного сигнала, показаны некоторые способы улучшения передаточных характеристик преобразователей. Если при преобразовании напряжения в частоту не требуется высокая линейность, можно использовать схему на рис. 1.4,а, построенную на двух ОУ типа 140УД7 . В схеме усилитель А1 включен в режиме интегратора, а усилитель А2-в режиме регенеративного компаратора с гистерезисом. Когда выходное напряжение компаратора имеет максимальное положительное значение U1, диод VD смещен в обратном направлении, и напряжение на выходе А1 линейно уменьшается со скоростью, определяемой амплитудой входного положительного сигнала, до тех пор, пока не достигнет значения U1R1/R2. В этот момент компаратор переключается в другое состояние, при котором напряжение на его выходе равно максимальному отрицательному значению U2, диод VD открывается и выходное напряжение интегратора быстро нарастает до U2R1/R2. При этом компаратор возвращается в первоначальное состояние и цикл повторяется. Так как время нарастания выходного напряжения интегратора значительно меньше времени спада, которое обратно пропорционально амплитуде входного сигнала, частота циклов повторения f будет прямо пропорциональна входному напряжению. Пренебрегая собственным временем переключения компаратора, можно записать следующее выражение для определения частоты выходных импульсов (UВХ-в вольтах, f-в герцах): (1.2) Рис. 1.4. Практическая реализация схемы на рис. 1.1 (а) и форма напряжения на выходах ОУ (б) На самом деле размах напряжения на выходе А1будет несколько больше величины (R1/R2) (U1-U2) из-за отличного от нуля значения времени переключения компаратора, а частота соответственно меньше значения, определяемого выражением (1.2), причем это расхождение будет особенно значительным при больших амплитудах входного сигнала. На рис. 1.4,б показаны типовые формы напряжения на выходах ОУ для большого входного сигнала. Как видно, в этом случае конечные значения времени нарастания выходного напряжения интегратора и времени переключения компаратора внесут существенный вклад в нелинейность зависимости частоты генерируемых импульсов от входного напряжения. При малых UВХ передаточная характеристика схемы будет также нелинейной из-за наличия дрейфа напряжения смещения интегратора. Поэтому для расширения нижнего предела изменения входного напряжения необходимо включить внешний потенциометр для компенсации этого дрейфа на выходе интегратора. С указанными на рис. 1.4,а номиналами элементов схема обеспечивает линейность преобразования не хуже ±1 % в диапазоне изменения входных напряжений 20 мВ-10 В. При этом частота выходных импульсов изменяется от 20 Гц до 10 кГц. Более сложная схема преобразователя на основе интегратора, компаратора и переключателя приведена на рис. 1.5 . Интегратор и компаратор собраны на ОУ типа 140УД1, а переключатель - на транзисторе КТ315. Рис. 1.5. Преобразователь напряжения в частоту с коэффициентом преобразования 100 Гц/В. Применение усилителя 140УД1 для построения интегратора объясняется тем, что он имеет высокую скорость нарастания выходного напряжения, необходимую для быстрого восстановления напряжения на выходе интегратора, до величины ΔUВЫХ после достижения этим напряжением порогового значения, определяемого потенциалом на неинвертирующем входе компаратора. Для качественной работы преобразователя в широком диапазоне изменения входных напряжений на входе интегратора включена пара согласованных биполярных транзисторов. При этом увеличивается коэффициент усиления ОУ (до 30-50 тыс.) и уменьшаются входные токи (до 0,5 мкА). Напряжение смещения нуля входных транзисторов устраняется внешней балансировкой с помощью подстроечного резистора R6. Поскольку коэффициент усиления составного усилителя значительно возрастает по сравнению с коэффициентом усиления ОУ 140УД1, в схему введены две цепи частотной компенсации: R7C1 и R8C3. Интегрирующим конденсатором является С4. Диоды VD1 и VD2 включены в схему для защиты компаратора от перегрузок по входу. Второй ОУ используется в режиме компаратора напряжения. Пороговое напряжение-4В обеспечивается подключением к неинвертирующему входу А2 резистивного делителя R10, R11 и источника питания 6 В. Когда выходное напряжение интегратора достигает порогового значения, включается компаратор и открывается транзисторный ключ VT3, замыкающий цепь положительной ОС компаратора. Эмиттерный ток насыщенного транзистора VT3, приблизительно равный 11 мА, поступает в суммирующую точку компаратора, поддерживая тем самым напряжение на неинвертирующем входе на уровне потенциала земли. При этом напряжение на выходе интегратора начинает быстро убывать (по модулю). Когда потенциал на инвертирующем входе компаратора достигает нуля, компаратор переключается и закрывает транзисторный ключ VT3. Затем цикл повторяется. Резистор R12 включен в схему для ограничения базового тока транзистора VT3; конденсаторы С5 и С6 ускоряют процесс включения - выключения этого транзистора. Время t1, в течение которого напряжение на выходе интегратора изменяется от 0 до -4 В, определяется постоянной времени R1C4 и приращением амплитуды входного напряжения ΔUВХ: жүктеу/скачать 13,72 Mb. Достарыңызбен бөлісу:
|