Анализ и исследование схем преобразователей напряжение-частота
жүктеу/скачать 13,72 Mb.
|
analiz i issledovanie shem pre
| t1=RlC4ΔUВЫХ/ΔUBX. (1.3)
Время сброса интегратора t2 = C4(ΔUВЫХ/IК) = R11С4(ΔUВЫХ/UП -) (1.4) где ΔUВЫХ -максимальный размах напряжения на выходе интегратора; IК - коллекторный ток открытого транзистора VT3; UП - -напряжение питания. Для ΔUВЫХ справедливо следующее выражение: ΔUВЫХ = R10UП- /(R10+R11) (1.5) С помощью выражений (1.3) - (1.5) легко определить период генерируемых импульсов: T = R10C4UП-/(R10+R11)(R1/ΔUВХ + R11/UП-) . Так как в данном случае справедливо неравенство R1/ΔUВХ >> R11/UП- , выражение для определения частоты выходных импульсов можно представить в виде f = (R10+R11)(ΔUВХ/ R1R10C4UП-). Из этого выражения следует, что схема имеет линейную зависимость частоты f от входного напряжения с коэффициентом преобразования 100 Гц/В. В предыдущих схемах основной вклад в ошибку преобразования (нарушение линейности зависимости частоты выходных импульсов от входного напряжения) вносило отличное от нуля время разряда интегрирующего "конденсатора, т. е. время сброса интегратора. Один из способов компенсации этого времени показан на рис. 1.6 . Схема работает с положительными значениями входных напряжений. Справедливо следующее выражение для частоты следования выходных импульсов: f=1/(T1+T2), где Т1-время интегрирования входного напряжения интегратором А1; Т2-время сброса интегратора. Если оба ОУ имеют незначительные напряжения смещения нуля и малые входные токи смещения, условие для сброса интегратора может быть представлено в виде UОП = UС +UR2 = (1.6) где U C и U R2- падения напряжений на конденсаторе С и резисторе R2 соответственно; UОП - опорное напряжение. Рис. 1.6. Схема преобразователя с компенсацией времени сброса интегратора Если сопротивление R2 выбрать таким, чтобы постоянная времени R2C была равна времени сброса интегратора Т2, то выражение (1.6) преобразуется к виду или f=Uax=const. Таким образом, частота выходных импульсов преобразователя пропорциональна среднему значению входного напряжения UBX даже в том случае, когда UBX изменяется с высокой скоростью. Однако при компенсации таким способом времени сброса следует учитывать тот факт, что изменение входного напряжения за время Т2 приведет к ухудшению параметров схемы. Поэтому такая компенсация эффективна лишь при медленно изменяющихся входных управляющих сигналах. .3 Преобразователи с повышенной линейностью Анализ простейших преобразователей напряжения в частоту показывает, что при построении схем с высокой линейностью передаточной характеристики необходимо руководствоваться следующими основными положениями: используемый в режиме интегратора ОУ должен иметь большой коэффициент усиления при разомкнутой петле ОС и высокое входное сопротивление; верхнее и нижнее значения порогового напряжения компаратора должны оставаться неизменными в процессе работы схемы, для чего следует применять высоко-стабилизированный источник отрицательного напряжения питания и ОУ с низким входным напряжением смещения и малым дрейфом; скорость нарастания выходного напряжения интегратора должна быть достаточно высокой, чтобы обеспечить быстрое время разряда интегрирующего конденсатора. Следует отметить, что выполнение последней рекомендации наиболее важно, поскольку время сброса вносит максимальный вклад в точность преобразователя. Ниже приведено несколько практических схем преобразователей напряжения в частоту с высокой линейностью, дан их краткий анализ. Особенность схемы преобразователя, изображенной на рис. 1.7,а, заключается в том, что времена заряда и разряда интегрирующего конденсатора С1 в схеме равны; это обеспечивает симметричность выходных импульсов и позволяет в определенных пределах скомпенсировать время включения транзистора VT1, коллекторный ток которого разряжает этот конденсатор. Рис. 1.7. Преобразователи с линейностью передаточной характеристикой 0,1% (а) и 0,2% (б) Для того чтобы времена нарастания и спада напряжения на выходе интегратора были равны между собой, необходимо выполнение условия R1/R2=l + R3/R4. Однако в этом выражении не учтено отличное от нуля значение времени задержки включения транзистора VT1, которое может существенно нарушить симметрию выходных импульсов верхнего предела рабочего диапазона частот преобразователя (в данном случае 100 кГц). Кроме того, на таких частотах время задержки значительно ухудшит линейность преобразования. Для компенсации влияния транзистора VT1 на линейность передаточной характеристики в схеме использована фазосдвигающая цепь R5C2R6, включенная между интегратором и компаратором напряжения. На низких частотах (при малых входных напряжениях) влиянием конденсатора С2 на выходной сигнал можно пренебречь, и фазосдвигающая цепь работает как обычный резисторный делитель. С повышением рабочей частоты сопротивление конденсатора уменьшается, и большая часть выходного напряжения интегратора поступает на вход компаратора, вызывая тем самым более раннее переключение последнего. При соответствующем выборе номиналов этой цепи задержка включения транзистора VT1 может быть полностью скомпенсирована. Использование транзистора VT1 в инверсном режиме также способствует повышению качества преобразования, поскольку при таком включении уменьшается падение напряжения коллектор-эмиттер транзистора в насыщенном состоянии. Предложенная схема имеет хорошие температурные характеристики, так как положительный температурный коэффициент по напряжению стабилитронов компенсирует отрицательный коэффициент прямо смещенных р-n-переходов транзистора. С номиналами элементов, указанными на рис. 1.7,а, при изменении входного напряжения от 0 до 10 В частота выходных импульсов изменяется от 0 до 40 кГц (линейность в пределах 0,1 %). Следует отметить, что для достижения такой линейности необходимо, чтобы внутреннее сопротивление источника сигнала оставалось достаточно малым по сравнению с сопротивлениями R1 и R3 во всем диапазоне частот (0-40 кГц). Высокая точность и большой динамический диапазон рабочих частот схемы позволяют выполнять с ее помощью высококачественные аналого-цифровые преобразования и строить на ее основе прецизионные управляемые напряжением генераторы пилообразных колебаний. Еще одна схема преобразователя напряжения в частоту с линейностью передаточной характеристики лучше ±0,2 % при изменении входного сигнала от 0 до 10 В показана на рис. 1.7,б. В ней для сброса интегратора применяется обычный четырехслойный диод. Схема генерирует как импульсное UВЫХ1 так и пилообразное UВЫХ2 напряжения. При интегрировании входного напряжения операционным усилителем, резистором R1 и конденсатором С1 напряжение на выходе А1 линейно нарастает с наклоном-UВХ/R1C1. Когда это напряжение превышает напряжение открывания диода Uот, последний переключается в состояние с низким сопротивлением. При этом конденсатор С1 разряжается до тех пор, пока напряжение на нем не уменьшится до напряжения восстановления диода. После этого восстанавливается исходное состояние VD, и цикл возобновляется. В результате переключения диода на его аноде возникает импульсный сигнал, который поступает на выход. Частота выходного пилообразного напряжения приблизительно равна UВХ/[R1C1(UОТ)] При использовании конденсатора емкостью до 1 мкФ линейность характеристики преобразования повышается, однако при этом уменьшается максимальная частота выходного сигнала. Схема нормально работает на частотах до 5 кГц; дальнейшее увеличение частоты ограничено скоростью нарастания выходного напряжения ОУ. Сопротивление резистора R1 выбирается таким, чтобы входной ток усилителя не превышал 10 мкА; в этом случае устраняются ошибки, обусловленные током утечки диода. .4 Преобразователи на таймерах Часто при преобразовании напряжения в частоту требуется больший диапазон изменения частоты выходных импульсов, чем могут обеспечить рассмотренные ранее схемы. Преобразователи-с изменением частоты в пределах 2-4 декад реализуют на интегральных таймерах. При соединении таймера по схеме самовозбуждающегося мультивибратора (рис. 1.8,а) можно получить линейный преобразователь напряжения в частоту, изменяющуюся от 10 Гц до 10 кГц, причем этот диапазон может быть легко сдвинут в любую сторону заменой одного из элементов схемы. Определяемый входным управляющим-напряжением UBX ток линейно заряжает времязадающий конденсатор С, так что с увеличением UBX линейно возрастает частота выходных импульсов. В любой момент заряд конденсатора напряжение на нем определяется выражением UС=UП/3+(I/C)t, где I - ток заряда конденсатора. Заряд продолжается до тех пор, пока напряжение на конденсаторе не достигнет величины UС=2UП/3, при этом время заряда t1=UПC/3I. В этот момент конденсатор быстро разряжается до напряжения UП/3 через сопротивление RК.Э открытого транзисторного ключа в таймере А2 типа 106ВИ1 (вывод 7), Время разряда t=0,69 RК.Э C. Схема рассчитывается таким образом, чтобы выполнялось условие t1>>t2 поэтому период колебаний мультивибратора Т весьма близок к U, а частота колебаний f=3I/UПC. Операционный усилитель 140УД7 и транзистор VT3 образуют источник тока, зависящего от управляющего напряжения. В нем Рис. 1.8. Применение таймера в схеме преобразователя напряжения в частоту (а) и зависимости частоты и ее погрешности от входного напряжения (б) жүктеу/скачать 13,72 Mb. Достарыңызбен бөлісу:
|